開關電源RC吸收電路的分析

在我們常常使用的AC-DC開關電源中，由于初級線圈的泄漏感，在次級線圈中產生的瞬時反脈沖特別嚴峻。 如圖1所示，這是MPS公司的MP020-5芯片制造的AC-DC電路，在此測量了二次部分肖特基二極管兩端的波形。 肖特基二極管的大作用是預防變壓器的初級線圈的瞬態反脈沖經由次級線圈對后級電路施加沖擊，在芯片啟動后，如果后級肖特基二極管不能承受反沖擊脈沖而短路，則開關電源芯片剎那被破壞， 我所使用的變壓器的一次二次比為1:3，我們一般的反剎那脈沖約為700~1000V，更多，從實際測量的波形可知，二次繞組的大反脈沖電壓為224V左右。 在許多AC-DC電源系統中，肖特基二極管可以并聯看到一個RC電路，但是我們不了解這兩個部件的值是如何選擇的。 這是因為，在實際的設計中，MPS020-5推舉的變壓器的匝數比未必肯定是1:11，但如果考慮實際的變壓器的體積而變更為1∶3，則該匝數比的變化會導致二次反瞬時脈沖的不同，因此如果肖特基二極管的反方向的電壓要求嚴格，則會出現怎樣的問題 降低肖特基二極管的成本，或者這個RC起什么作用，本文以實驗的角度和大家一起商量這個問題。

附屬: MP020-5開關電源電路圖

2.2

分析問題

從系統操縱理論的觀點出發，我們將這個二次電路如圖2和圖3那樣進行了模型化。

這里，由于電容器具有在接通開關電源的剎那短路的性質，所以R12和R15的后級被短路，等效電容器C0和E3、E5的電容器并聯和C2串聯連接。 電容串聯的計算是等效電阻并聯的計算，即串聯的電容越小，等效電容越小，因此若直接用小的電容C2進行計算，則等效電容C0為1.2nF，電感為變壓器的次級線圈，電阻R8 (等效電阻R0 )是必須測定的值。

根據基爾霍夫電壓定律描述RLC串聯諧振微分方程，觀看正變化. 該模型是RLC串聯諧振電路，在操縱系統中是典型的次級系統，而具體的正式推導出現在圖4和5中。

這是典型的二維連續系統，再次觀看波形圖示出了瞬態響應圖像。 瞬態響應是開關電源接通的剎那發生的響應。

在二次系統中，瞬態響應主要出現在三種狀態:欠衰減、臨界衰減、過衰減。

沒有衰減響應曲線圖7

因為衰減不足是衰減不足，所以系統在響應的剎那超過了穩定值，漸漸地受到振動后下降到了穩定值，上圖的曲線圖表示衰減不足的狀態。 換句話說，完管我們的電壓本來應該沒有達到224V，但是在系統由于慣性而達到穩定值之后，它將達到超過穩定值的大值并且逐漸下降，然后保持在穩定值范圍內。

由于臨界衰減已充分衰減，系統在響應時逐漸上升至穩定值，不產生慣性。 我們需要的就是這樣的波形。

橋測量的l值為260mH，l值為變壓器二次繞組的電感值，c為1.2nF，導入電阻r為1658Ω。

3.3

測試驗證

根據所獲得的理論值，我得到了大約1658歐姆的極限衰減，實際上手邊沒有1658歐姆的電阻，多只能以357歐姆串聯插入焊盤中的兩個電阻器，所以我得到了兩個714歐姆串聯的357歐姆的電阻器，測試了電路，如下測量的波形圖10所示。

在系統響應的剎那達到穩定狀態，以前出現的阻尼不足的沖擊脈沖也被去除，反向電壓也被鉗位在-156V。 當然，這個電阻值不能太大。 達到肯定值時，系統將超出極限衰減，該電阻的選擇值在范圍內。 還有一點，這里的容量也要完量減小，在nF級，如果大會上小費爆炸的話。 通常，在確定RC的值之后，二維反向脈沖由于慣性而施加到肖特基二極管上的更大的電壓沖擊可以被有效地抑制。 這種優點能夠理解RC存在的原因，當然能夠節約材料成本。 目前使用的材料是SS320肖特基二極管，反向耐壓為200V，常常爆板，然后使用ES3G，反向耐壓為400V，可以使用但材料較高。 這個簡單的方法可以節約成本。

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